黄济青 黄小军 侯秀英
（北京邮电大学 北京 100876）
摘 要 本文简要介绍通信用整流器发展过程、器件发展对电路的影响、当前电路方案、移相桥的改进、三电平变换器、三相单管及三管功率因数校正、单级整流器等。
关键词 通信电源 整流器 变换器 功率因数校正 综述
1 通信用整流器发展的几个阶段
我国通信用整流器的发展可追溯到20世纪50年代的充气整流管（钨氩管）手动调压的整流器，20世纪50年代末邮电部设计院和武汉通信电源厂研制和生产了用饱和电抗器控制的划时代的“自动”稳压稳流硒整流器；60年代用硅二极管取代硒整流片的稳压稳流"硅"整流器；60年代末70年代初开始用晶闸管（可控硅）整流和控制的稳压稳流（可控）硅整流器；80年代高频开关型整流器开始得到应用；90年代世界电源技术的更新换代，通信用高频开关型整流器得到极为迅速的发展。
2 器件对电路和设备发展的影响
在我国70和80年代，可控硅整流器在通信用整流器中占有统治地位，长达20余年。其原因之一是晶闸管是大功率半导体器件，缩小了设备的体积、重量，提高了效率；二是国内掌握了晶闸管的生产工艺；三是国内自关断器件大功率晶体管的耐压不够高、电流不够大，开关速度不快，研制生产数百瓦以上的高频变换器非常困难，需要超大规模集成电路生产工艺的场效应功率管（MOSFET）和双极型晶体管（IGBT）。80年代后期和90年代初期国外产品进入国内市场，大功率开关电源的研制生产有了必要的物质基础。
MOSFET与IGBT在向高电压、大电流、低通态电阻或压降、快速（低栅荷）、开关管内反向并联快速二极管或肖特基（Schottky）二极管等多方向发展，例如：MOSFET单管有1200V、32A、0.35Ω的，IGBT单管有1700V、72A、3.3V的，还有高达2500V的，可用于三相380V直接输入的电路，提供了电路发展的机会，可研制出三相有一个开关管操作的整流器。又如600V、40A的快速IGBT通态压降2V，关断延时时间200ns，电流下降时间200ns；相应的500V、44A快速MOSFET通态电阻0.12Ω，关断延时时间53ns，电流下降时间8ns。可见快速MOSFET比快速IGBT的关断速度仍然快许多倍，可减小电路的关断损耗。将低压的MOSFET与低压的（正向压降小的）肖特基二极管封装在一起，可提高低压电路的效率1.5～4％。低压的MOSFET具有极小的通态电阻，例如：20V、61A的MOSFET通态电阻RDS（on）=0.013Ω，更适合于作为“同步”器件，更适合于3.3V、1.8V的CPU供电，使低压开关电源的效率常可达90％。低电荷的MOSFET的Miller电容减少85％，栅极电荷下降40％，开关损耗减小一半，工作频率可达1MHz。
软恢复的大电流超快恢复二极管，可减小恢复过程中发出的噪音干扰。硅肖特基二极管有很小的反向恢复时间（约10ns），低的正向压降和低的反向耐压，现在已有耐压高到200V的产品，若用于有预调级的48V通信用整流器的输出整流，可提高效率。
变换器用的各种新型集成电路控制芯片，如多种PWM的电流型控制芯片、移相桥式变换器的控制芯片、功率因数校正控制芯片等都从国外进口。
我国高频铁氧体磁芯的性能有很大提高。扁型铁氧体磁性与印刷绕组减小变压器的高度与体积。非晶态磁芯、超微晶和纳米晶磁芯的饱和磁通密度大，体积小，已可以在150kHz以下与铁氧体竞争。纳米晶磁芯的高频损耗更小，有利于制作高频饱和电感。电解电容器的体积在小型化。大电流高频无极性电容器，需要小的引线电阻和小的寄生电感，每引出端需数十个焊点的工艺也可生产。数百根芯线的高频Litz电缆减小绕组的高频集肤效应损耗，焊接容易。铝板与印刷电路板的复合板使散热与电路紧密结合，改善散热、缩短引线、减小干扰、减小体积。
3. 减小功率晶体管开关损失
（1）回能吸收电路［1］：是将缓冲（snubber）电容上的储能返回电源或负载，或称为无损吸收电路。
（2）有源箝位：是将电容器上的储能，由功率晶体管操作，在所需时间加以利用。
（3）MOSFET与IGBT并联运行［2］：利用了IGBT通态压降小、MOSFET关断速度快的优点组合成一个性能优良的等效开关器件，此方法可应用于各种电路。IGBT工作在软关断状态，但电路属硬开关性质，可用回能吸收电路减小MOSFET的关断损耗。由于其辅助电路简单，只要驱动脉冲配合好，不论在满载或空载，两管的工作都能自动适配，负载电流小时两管电流同时减小。MOSFET中没有过大的峰值电流，可靠性高。没有像零电压开通ZVS和零电流转移ZCT谐振电路所有的几乎是固定的对应于近于两倍额定负载分量的峰值电流。
（4）零电压开通（ZVS）和零电压转换（ZVT）：主开关管并联一吸收电容，减小关断损耗，相当于回能吸收电路；零电压开通（ZVS）工作过程是先将电容电压放电到零，再开通主开关管。零电压转换（ZVT）是指在主开关管两端并联一谐振电感与辅助开关管串联通路，来实现零电压开通的电路。
（5）零电流关断（ZCS）和零电流转换（ZCT）：是指先将主开关管的电流减小到零，再关断主开关管。零电流转换（ZCT）是指在主开关管两端并联一谐振电容、谐振电感与辅助开关管串联通路，来实现零电流关断的电路。
数年来学术界、科技界对（4）、（5）两项内容，对多种电路作了大量研究。
4. 通信用开关整流电源的主要方案
大功率通信用整流器中的直流(DC/DC)变换器部分以脉宽调制（PWM）、移相桥为多。
（1）双管正激和双正激变换器：后者常由两个双管正激组成，由于双管正激不会出现共态导通、不会出现不稳定的直流磁化、易从空载到满载运行，技术问题少，可靠性良好等优点；最早受到重视。但双正激要多用二极管，变压器、电感等器件。但双正激变换器在功率不大时也可加以简化［3］。
（2）半桥变换器：电路与典型的双正激相比器件较少，也可以用两个半桥电路在输入侧串联，承受高输入电压，合用一个有两个初级绕组的变压器，组成复合半桥变换器，用于大功率。现在由于开关管的关断速度快了，共态导通问题容易解决。采用电流控制型芯片控制时的上下两管出现的不对称，也能妥善解决，可靠性能够保证，应用日见普遍。
以上方案采用PWM控制，容易实现负载在宽范围（例如含轻载和空载）内变化条件下可靠运行。
（3）移相全桥变换器：用移相控制来实现PWM原理调节输出电压，在不增加功率晶体管情况下就可实现零电压开通（ZVS），具有相当高的效率。但基本电路在轻载和空载时，零电压转换有困难，可靠性降低。幸而大系统的通信电源负载电流变动较小，且多台并联运行，可调整运行台数，避免轻载运行。 5．当前DC/DC变换器方案研究简介
5.1 移相全桥变换器电路的改进
为使移相全桥变换器能用于轻载或空载，多种改进方案如下：
(1)变压器初级串联饱和电感，使小电流下的储能相对增大，但对电感磁芯材料要求很高，容易过热。
(2)变压器次级整流二极管串联饱和电感，防止变压器在换流期次级短路，可利用滤波电感及变压器激磁电流储能，ZVS最小负载电流可小到1/8额定电流。磁芯材料及发热较易解决。
(3)滞后半桥中点加电感La，连到直流分压电容中点，见图1，电感电流峰值与输出电流无关，能确保滞后半桥ZVS。类似电路有多种：如电容和二极管并联的。
(4)零电压零电流开关（ZVZCS）：即导前半桥为ZVS，滞后半桥为ZCS。方案有多种：图2为变压器次级有源箝位ZVZCS移相全桥电路［4］，VT5在VT3或VT4关断之前导通，引出箝位电容电压将变压器电流减小，实现近似的ZCS。
另一个不增加开关管的方案是：取用较小的耦合电容Cb，电容电压能在导前相关断后，使变压器电流迅速减小。滞后相采用反向阻断型的IGBT（无反并联二极管VD3、VD4），可避免电容反向振荡，现在有内串正向二极管提高反向耐压的IGBT可供选用。
5.2 三电平DC/DC变换器的研究
三电平（TL）是指输出波形有正、零、负三种电平。其每管耐压仅为输入电压的1/2。有两种形式：
(1)形似半桥变换器扩展而成的三电平变换器［5］［6］，见图3，由四开关管串联组成，并用二极管将每管耐压限幅在输入电压Uin的1/2。工作原理与移相桥有很多相似之处，如VT1、VT4 为导前相，VT2、VT3为滞后相，由移相控制实现PWM，变压器初级峰值为Uin/2。次级采用倍流整流［7］（CDR）电路时，变压器的结构最为简单，绕组的利用系数最高。
(2)由移相全桥变形而来［8］：将导前半桥(完整半桥)与滞后半桥串联由输入电压Uin供电，就成为该方案的三电平变换器。当然，变压器初级的隔直电容不可没有，其耐压为Uin/2。
6. 功率因数校正的发展
6.1 单相输入的功率因数校正
常用的电路由升压变换器组成，基本电路为硬开关PFC电路。可与各种吸收电路相配合，采用各种减小主开关管VT1开关损失的措施。
例如：软开关的零电压开通（ZVS）PFC电路，见图4（但没有C1及VD2）。主开关管VT1的并联电容C1为吸收电容，在主开关管开通前必须先将辅助开关管VT2开通，经L1将C1上的电压谐振放电到零，使VT1在零电压下开通，减小开通损耗，提高效率。此电路的辅助开关管VT2是在大电流下硬关断的，尚有较明显发热.
改进的方案［9］［10］有辅助管加回能吸收电路，见图中C1、VD2。VT2截止时，L1的电流对C1充电，电压缓升，起缓冲电容的作用，当VT1关断时，如同自举电路，将C1的电位举起，对输出侧放电回能。
6.2 三相输入的功率因数校正
目前常采用简单的无源功率因数校正，例如在三相整流桥的输入侧或输出侧串入小电感，使电流的峰值小些，功率因数可达0.92～0.93。但目前国际标准IEC1000-3-4的要求较高［11］，研究的方案较多。
6.2.1 三相单管功率因数校正方案［12］
仅用一个主开关管，电路简单，功率因数可达0.955。主电路见图5，是三相升压型变换电路，主开关管VT1基本上工作于等脉宽的PWM状态，经三相整流桥使三相高频储能电感L1、L2、L3同时储能或放能升压，输出直流电压750V～800V。
电感量小，工作在电流不连续（DCM）状态，使高频开关周期内电流的峰值正比于相电压的瞬时值，使谐波电流较小，功率因数提高。但储能释放过程中电流并不正比于输入电压，三相电流波形仍有畸变。
采用零电流关断（ZCT）能最大限度地减小IGBT的关断损耗。改进型零电流关断电路见图5中辅助开关管VT2接到输出电压Uo，在主开关管关断之前辅开关管VT2导通，使UO经Lr、VT1、VD8对 Cr谐振反向充电，在放电过程中，将主开关VT1的电流减小到零，实现零电流关断。
6.2.2 三相三开关PFC改进方案［13］
(1) 每相的储能电感有各自的交流开关来操作，组成升压倍压整流器，每相工作状态如同单相升压型PFC，电感电流连续，理论功率因数为1。
(2) 应用了三电平技术，开关管与二极管的耐压与单相PFC电路的相同。
(3) 控制电路与三个单相升压型PFC电路的大体相同。
图6 三相三开关PFC改进方案
6.3 单级高功率因数整流器
将PFC与DC/DC两级合成一级的整流器方案，要求输入高功率因数、输入与输出相隔离（Off-Line）、输出低纹波。单级整流器可减少器件和功率损耗。
6.3.1电流源变换器组成的三相Off－Line PFC［14］
图7的初级电路中同时导通时，电感Lf储能；当VT1或VT2单管导通时，Lf放能升压。两管轮流导通如同推挽变换器，但运行期间，两管不允许都截止。控制电路相应复杂。
6.3.2 反激式变换器组成的隔离型三相PFC［15］
图8 输入高功率因数，输出杂音可以解决，控制电路最简单，如同单端DC/DC变换器，输入侧必须有很好的抗干扰滤波器。适用于较小功率。
图7 电流源变换器组成的三相Off－Line PFC 图8 反激式变换器组成的隔离型三相PFC
7. 其它
其它电路变换器方案及问题、供电系统、防雷与接地、阀控电池、监控等情况和发展，已在相应参考文献［3］、［16］中叙及。
参考文献
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14陈永真，王国玲.三相电流连续型Off－Line PFC. 第14届全国电源技术年会论文集
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16黄济青.通信电源的发展现状及展望.计算机与通讯.北京：人民邮电出版社，1999（3）
作者简历
黄济青，教授，男，生于1934年。1955年起在北京邮电大学任教。原任通信电力教研室主任、电路与系统中心副主任，担任“通信电源”方面的本科生、研究生的教学和科研工作。任中国通信学会电源专业委员会委员、中国电源学会理事、电力电子学会理事。(通信地址:100876 北京邮电大学118信箱，电话：010－62281420）
黄小军，副教授，女，生于1965年。硕士学位，1995年起在北京邮电大学担任“通信电源”等大学本科生课程教学、指导毕业设计、并从事研究计算机监控、开关电源等研究方向的科研项目。
侯秀英，高级工程师，女，生于1950年，1978年起在北京邮电大学工作，原任通信电力实验室主任，从事开关电源等研究工作。
----《电信工程技术与标准化》
